精确的模数转换器可能很棘手。以下是一些指针充分利用它们。
介绍
精密模数转换器广泛应用于仪器测量、PLM、过程控制和电机控制等领域。目前的SAR adc在x-MSPS上可以达到18位甚至更高的分辨率，而Σ-Δ adc可以在数百kSPS上达到24或32位分辨率。用户在限制信号链噪声方面面临越来越多的困难，比如在实现滤波器时，在不限制adc性能的情况下利用高性能adc。
本文讨论了与在ADC信号链中实现模拟和数字滤波器以获得最佳性能相关的设计挑战和考虑事项。如图1所示，数据采集信号链可以使用模拟或数字滤波技术，甚至两者的结合。由于精确SAR和Σ-Δ adc通常在第一个奈奎斯特区采样，本文将重点讨论低通滤波器。本文的目的不是解决特定的低通滤波器设计技术，而是它们在ADC电路中的应用。
图1所示。通用数据采集信号链。
理想和实用过滤器
理想的低通滤波器应具有陡峭的过渡带和通频带中优异的增益平整度，如图2所示。此外，止动带衰减应将任何剩余带外信号减少到零。一些常用的实际滤波器的响应在图2中以彩色线条示出。如果通过带增益不平坦或呈现波纹，则该响应可以缩放基本信号。Stop Band的衰减不是无限的，限制筛选频段的噪声。在没有陡峭的衰落的情况下也可以有一个过渡带，这会降低截止频率周围的噪声衰减。此外，所有非理想过滤器都会引入相位延迟或组延迟。
图2。理想的过滤器与实际滤波器幅度响应。
模拟滤波器与数字滤波器
模拟低通滤波器可以在ADC转换之前去除信号路径上的高频噪声和干扰，以避免混叠噪声污染信号。它还消除了超过滤波器带宽的过驱动信号的影响，以避免调制器饱和。在输入过电压的情况下，模拟滤波器也限制了输入电流，衰减了输入电压。因此，它可以保护ADC的输入电路。在接近满量程的信号上的噪声峰值有可能使adc的模拟调制器饱和。它们必须用模拟滤波器衰减。
由于在转换之后发生数字滤波，因此它可以消除在转换过程中注入的噪声。在实际应用中，采样率远高于奈奎斯特定理所示的基本信号频率的两倍。因此，可以利用邮发滤波器来降低噪声（例如信号带宽外的输入噪声，通过使用的转换过程中注入的数字接口，ADC芯片热噪声或量化噪声的电源噪声，参考噪声，噪声馈送）过滤技术以更高的分辨率为更高的信噪比。
表1简要列出了模拟滤波器与数字滤波器的优缺点。
表1.模拟滤波器与数字滤波器
| 模拟滤波器 | 数字滤波器 | |
|---|---|---|
| 设计的复杂性 | 高用于高性能滤波器 | 低的 |
| 成本 | 高（取决于所选择的模拟组件） | 低的 |
| 延迟 | 低的 | 高的 |
| 添加剂噪声 | 在带中增加分量热噪声 | 可能由于量化而引入数字噪声 |
| ADC输入保护 | 是的 | 不 |
| 可编程的 | 不 | 是的 |
| 漂移误差 | 是的 | 不 |
| 老化 | 是的 | 不 |
| 多通道匹配错误 | 是的 | 不 |
RC抗锯齿滤波器接口到ADC前端的限制
在模拟对话文章中“用于精密SAR模数转换器的前端放大器和RC滤波器设计，“通过Alan Walsh，有一个RC滤波器的应用示例AD7980如图3所示。
计算得到的RC滤波器是一个截止带宽为3.11 MHz的低通滤波器。但是，有些设计人员可能会意识到3.11 MHz比输入信号100khz大很多，所以滤波器不能有效的降低带外噪声。为了实现更高的动态范围，他们可以用590 Ω取代电阻获得一个100 kHz， -3 dB带宽。这种方法存在两个主要问题。由于在通带会有更多的衰减，对于示例AD7980 ADC来说，100 kHz左右的振幅衰减高达30%，信号链精度将大大降低。更小的带宽意味着更长的固定时间，这使得AD7980的内部样品和保持帽无法在指定的采集时间内完全充电，以进行下一次有效转换。这导致ADC转换的精度下降。
设计者应确定ADC前面的RC滤波器可以在目标采集时间内完全沉降。这对于需要更大输入电流或具有等同的较小输入阻抗的精密ADC尤其重要。一些Σ-ΔADC在未禁止的输入模式下具有最大输入RC值要求。具有较大电阻器或盖子的额外窄的低通滤波器，可以在输入放大器的前面添加，这通常具有大输入阻抗。或者，可以选择具有非常高输入阻抗的ADC，例如ADAS3022其500mΩ输入阻抗。
图3。RC滤波器使用AD7980 16位，1 MSPS ADC。
1.多路采样信号链的滤波器设置时间
一个多路输入信号在通道之间切换时通常包含较大的步长。在最坏的情况下，一个通道是负满量程，而下一个通道是正满量程(见图4)。在这种情况下，当多路开关通道时，输入步长将是ADC的全量程。
Mux可用于通道后的单个过滤器，这使得设计更简单，成本更低。如上所述，模拟过滤器总是引入稳定时间。每次MUX在通道之间切换时，都必须将该单个过滤器充电到所选通道的值，从而限制吞吐率。为了更快的吞吐率速率，MUX前面的每个通道的一个过滤器可以是一个选项，但这需要更高的成本。
图4。多路输入信号链。
2.通带平坦度和过渡带限制与噪声
遇到高噪声水平的应用，尤其是具有靠近第一奈奎斯特区的边缘的高水平干扰的应用，需要具有积极滚动的过滤器。然而，由于已知用于实际模拟低通滤波器，因此幅度从低频滚动到高频并且具有过渡带。更多过滤阶段或订单，可以帮助改善带内信号的平坦度并渲染较窄的过渡频带。然而，这些过滤器的设计是复杂的，因为它们太敏感而无法在几个衰减幅度下实用。另外，在信号链中添加的任何组件（例如电阻器或放大器）将引入带内噪声。
图5。理想的巴特沃斯筛选具有不同订单的过渡带。
模拟过滤器设计复杂性和折衷具有折衷和某些特定应用程序的性能。例如，在电源线继电器保护中AD7606.，保护通道对基本50 Hz / 60 Hz输入信号及其相关的前五个谐波具有较低的精度要求，而不是测量通道。一种一阶RC滤波器可用于保护通道，而二阶RC滤波器提供更好的带内平坦度和更具侵略性的衰退转换，用于测量通道。
3.同步采样的相位延迟和匹配误差
滤波器设计不仅仅是频率设计;用户可能还需要考虑模拟滤波器的时域特性和相位响应。在某些实时应用中，相位延迟可能非常关键。如果相位随输入频率变化而变化，则相位变化更严重。一个滤波器的相位变化通常用群延迟来测量。对于一个非常数群延迟，信号在时间上扩散，导致一个较差的脉冲响应。
对于多通道同时采样应用，例如电机控制或电力线监测中的相电流测量，还应考虑相位延迟匹配误差。确保跨越多个通道横跨滤波器引起的附加相位延迟匹配错误可忽略不计，或者在操作温度范围内的信号链错误预算内。
4.用于低失真和噪声的组件选择挑战
对于低谐波失真和低噪声的应用，用户必须在信号链设计中选择合格的元件。模拟电子学具有雷竞技最新app轻微的非线性，这就产生了谐波失真。在Walsh的文章中，他讨论了如何选择一个低失真放大器以及如何计算放大器的噪声。有源元件如放大器需要低THD + N，而无源元件如普通电阻和电容的失真和噪声也需要考虑。
电阻器从两个来源表现出非线性：电压系数和功率系数。根据应用，在高性能信号链中可能需要通过特定技术制造的电阻器，例如薄膜或金属电阻器。如果未正确指定，输入滤波电容也可以添加显着的失真。如果成本预算允许，聚苯乙烯和NP0 / C0G陶瓷电容器可以是改善THD的好替代品。
除了放大器噪声，甚至电阻器和电容器均具有通过电导体在平衡的电荷载体的热搅动而产生的电子噪声。RC电路中的热噪声具有简单的表达式，因为更高的R有助于滤波要求以及更多噪声。RC电路的噪声带宽为1 /（4RC）。
给出了电阻器和小电容热噪声均方根的两个估计公式。
KB（Boltzmann常数）= 1.38065×10-23m2kgs-2k-1
t是k的温度
F是砖墙滤波器近似带宽
图6显示了NP0 CAP与X7R帽的THD性能效果EVAL-AD7960FMCZ评估板：（a）显示了10kHz单调正弦波的频谱，C76和C77是1 NF 0603 NP0帽，而（B）显示使用1 NF 0603 X7R帽的光谱。
图6(a) 0603 1nF NP0帽
图6(b) 0603 1nF X7R帽
图6。NP0对X7R帽对eval-AD7960FMCZ评估板的影响。
考虑到以前的设计问题，可以使用主动模拟滤波器使用ADI的模拟滤波器向导。它将计算电容和电阻值，以及选择应用所需的放大器。
数字过滤器注意事项
SAR和Σ-ΔADC一直稳定地实现更高的采样率和输入带宽。在奈奎斯特速率的两倍下过采样信号均匀地将ADC的量化噪声功率传播到双频带中。然后，易于设计数字滤波器以带限制数字化信号，然后对所需的最终采样率进行混淆。该技术可降低带内量化误差并改善ADC SNR。通过松弛过滤器滚动，该技术通过松弛过滤器滚动降低了抗锯齿滤波器的压力。过采样技术可降低滤波器的需求，但需要更高的采样率ADC和更快的数字处理。
1.在ADC上利用过采样率的实际SNR改善
利用过采样和抽取滤波器，可以从N位ADC的理论信噪比得到改进:SNR = 6.02 × N + 1.76 dB + 10 × log10[OSR]， OSR = fs/(2 × BW)。注意，此公式仅适用于仅存在量化噪声的理想adc。
图7。奈奎斯特转换器的过采样。
许多其他源将噪声引入ADC转换代码。例如，来自信号源和信号链组件的噪声，芯片热噪声，射击噪声，电源噪声，参考电压噪声，数字馈通噪声和相位噪声引起的采样时钟抖动。该噪声可以均匀地在信号频带中分布，并且显示为闪烁噪声。因此，ADC的实际达到的SNR改善通常低于公式中计算的SNR改善。
2.EVAL-AD7960FMCZ评估板上的过采样动态改进
申请须知AN-1279 (PDF)，结果表明，经过256×采样的18位AD7960 ADC的动态测量范围为123 dB。该应用用于高性能数据采集信号链，如光谱学、磁共振成像(MRI)、气相色谱，以及振动、石油/天然气和地震系统。
如图8所示，测量的过采样动态范围显示了从理论SNR改进计算的1 dB至2 dB劣化。由于来自信号链组件的低频噪声限制了整体动态范围性能。
图8(a)没有OSR的动态范围
图8(b) OSR = 256时的动态范围
图8。使用OSR 256动态范围改进。
3.利用SAR和Σ-ΔADC中的集成数字滤波器
通常，数字滤波器驻留在FPGA、DSP或处理器中。为了减少系统设计的工作量，ADI提供了一些带有集成后数字滤波器的精密adc。例如，AD7606有一个用于过采样的一阶后数字正弦滤波器。它很容易配置向上或向下的操作系统引脚。Σ-Δ ADC AD7175-x不仅有传统的sinc3滤波器，而且有sinc5 + sinc1和增强的50hz和60hz抑制滤波器。AD7124-x提供快速沉降模式(sinc4 + sinc1或sinc3 + sinc1滤波)功能。
4.使用多路复用采样ADC进行权衡延迟
数字滤波器有延迟的缺点，这取决于数字滤波器的阶数和主时钟速率。对于实时应用程序和循环响应时间，应该限制延迟。数据表中的输出数据率是在单个通道上执行连续转换时有效转换可用的速率。当用户切换到另一个通道时，Σ-Δ调制器和数字滤波器需要额外的时间来解决。与这些转换器相关的稳定时间是在通道变化后输出数据反映输入电压的时间。为了准确地反映通道变化后的模拟输入，数字滤波器必须刷新与前一个模拟输入有关的所有数据。
对于先前的Σ-ΔADC，通道切换速度是数据输出速率的一小部分。因此，在诸如多路复用数据采集系统的切换应用中，重要的是要认识到，转化转化的速率是在连续采样单个信道上连续采样时所实现的转换速率的数倍。
一些新的ADIΣ-ΔADC，例如AD7175-X，包含优化的数字滤波器，以在通道切换时降低稳定时间。AD7175-X的SINC5 + SINC1过滤器针对多路复用应用，并以10kSP的输出数据速率实现单周期稳定。
5.用数字滤波器抽取抽取别名
如许多文章所述，过采样频率越高，模拟滤波器的设计就越容易。当以比满足奈奎斯特要求更高的速率进行采样时，可以使用一个更简单的模拟滤波器来避免极高频率产生的混叠。很难设计一个模拟滤波器去衰减一个期望的频带而不失真，但是很容易设计一个模拟滤波器去抑制高频率的过采样。然后很容易设计数字滤波器对转换信号进行带限，然后在不丢失期望信息的情况下抽取到期望的最终采样率。
在实现抽取之前，有必要确保此重采样不会引入新的别名问题。确保输入信号遵循奈奎斯特定理，引用抽取后的抽样速率。
eval-ad7606 / eval-ad7607 / eval-ad7608edz评估板可以每通道以200ksps运行。在以下测试中，它在6.25kSPS以6.25ksps配置为32的测试。然后，将3.5kHz -6 dBfs正弦波应用于AD7606。图9显示了2.75 kHz（6.25 kHz - 3.5 kHz）的-10 dBfs别名图像。因此，如果ADC前面没有合格的抗锯齿模拟滤波器，则在使用过采样时，数字滤波器可能会导致别名图像。模拟抗拉利滤波器应用于去除叠加在模拟信号上的这种噪声峰值。
图9。当OSR抽取采样率<尼奎斯特频率的两倍时出现混叠。
结论
本文讨论的挑战和考虑可能会帮助设计人员实施实用的过滤器，以帮助实现精密采集系统的目标。模拟滤波器必须与SAR或Σ-ΔADC的非膜输入结构接口，而无需违反系统错误预算，而数字滤波器不应导致处理器侧的错误。这不是一项简单的任务，必须在系统规范，响应时间，成本，设计工作和资源中进行交易。
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参考
Holdaway，Mark。“为adc设计抗锯齿滤波器“。edn，2006。
沃尔什，艾伦。“用于精密SAR模数转换器的前端放大器和RC滤波器设计。“模拟对话，第46卷，第4,2012号。
WESCOTT，TIM;Wescott设计服务。“抽样：奈奎斯特没有说，怎么做”（PDF）。Wescott研讨会，2015年。
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