基本MOSFET恒流源

了解在模拟集成电路设计中至关重要的电路的一个简单版本。

支持信息

• 双极结晶体管:电流镜
• 离散半导体电路:电流镜
• 绝缘栅场效应晶体管

难以捉摸的电流来源是什么?

恒流源在电路分析练习和网络定理中占有重要地位，然后它们似乎或多或少地消失了…除非你是集成电路设计师。虽然在典型的PCB设计中很少遇到电流源，但电流源在模拟ic的世界中是普遍存在的。这是因为它们被用于1)偏置和2)作为主动负载。

1. 偏置:作为线性放大器的晶体管需要有偏置，以使其工作在其传输特性的理想部分。在集成电路设计中，最好的方法是使一个预定的电流通过晶体管的漏极(对于mosfet)或集电极(对于bject)。这个预定的电流需要是稳定的，并且独立于电流源组件的电压。当然，没有一个真正的电路是完全稳定的，或者完全不受电压变化的影响，但正如工程中的通常情况一样，完美并不是很必要。
2. 主动加载:在放大器电路中，可用电流源代替集电极/漏极电阻。这些“有源负载”提供更高的电压增益，并允许电路在较低的电源电压下正常工作。此外，集成电路制造技术更青睐晶体管而非电阻。

在本文中，我将把电流源的输出称为“偏置电流”或I_偏见，因为我认为偏置应用程序是思考这条电路基本功能的一个更直接的工具。

MOSFET恒流源电路

下面是基本的MOSFET恒流源:

在我看来，它出奇的简单——两个NMOS晶体管和一个电阻。让我们看看这个电路是如何工作的。

如你所见，Q的外流₁被缩短到大门。这意味着V_G= V_D，因此V_GD= 0 V。那么,问₁在截止区，三极管区，还是饱和区?它不可能处于截止状态，因为如果没有电流通过通道，栅极电压将是V_DD，因此V_GS会大于阈值电压V_TH我们可以有把握地假设V_DD大于V_TH）.这意味着问₁将始终处于饱和状态(也称为“主动”模式)，因为V_GD= 0 V，其中表示MOSFET饱和条件的一种方法是V_GD一定小于V_TH。

如果我们回想起没有稳态电流流入MOSFET的栅极，我们可以看到参考电流I_裁判和Q一样₁漏极电流。我们可以通过为R选择一个合适的值来定制这个参考电流_集。这些和Q有什么关系呢₂吗?饱和状态下场效应晶体管的漏极电流受通道的宽长比和门源电压的影响:

\ [I_D = \压裂{1}{2}\ mu_nC_{牛}\压裂{W} {1} (V_ {GS} -V_ {TH}) ^ 2 \]

此时我们忽略了信道长度调制;因此，如公式所示，漏极电流不受漏极至源极电压的影响。现在请注意，这两个fet的源都与地相连，而且它们的栅极都短接在一起——换句话说，它们都有相同的门源电压。因此，如果我们假设两个设备有相同的通道尺寸，它们的漏极电流将是相等的，不管Q漏极处的电压是多少₂。这个电压标为V_CS，意思是电压通过current -年代唯一的组件;这有助于提醒我们Q₂，就像任何性能良好的电流源一样，产生不受其两端电压影响的偏置电流。另一种说法是Q₂具有无限输出电阻:

在这些条件下，没有电流流过输出电阻R_O即使V_CS是非常高的。这意味着偏置电流总是完全等于参考电流。

这种电路通常被称为“电流镜”。你可能会明白为什么——右边晶体管产生的电流反射(即类似于)通过左边晶体管的参考电流。当你考虑到典型示意图所表现出的视觉对称性时，这个名称特别合适。

顺便说一下，旧的ic通常需要一个外部电阻的R_集。然而，现在的制造商使用片上电阻已经修剪，以达到足够的精度。

晶体管保持饱和的重要性

对这个电路的理想化分析的第一个主要的冒犯是，当晶体管不处于饱和状态时，一切都会崩溃。如果问₂在三极管(又称线性)区域，漏极电流将高度依赖于V_DS。换句话说，我们不再有电流源因为偏置电流受到V的影响_CS。我们知道Q₂的门极漏极电压必须小于阈值电压以保持饱和。

另一种说法是Q₂当漏极电压变为V_TH电压低于栅极电压。我们不能给出一个精确的数字，因为门电压和阈值电压会因一种实现而不同。

一个合理的例子如下:产生所需偏置电流所需的栅极电压约为0.9 V，阈值电压为0.6 V;这意味着我们可以保持V的饱和状态_CS保持在~0.3 V以上。

通道长度调制

不幸的是，即使我们的整个电路设计确保Q₂将始终处于饱和状态，我们的MOSFET电流源不是完全理想的。罪魁祸首是信道长度调制。

饱和区域的本质是当门极到漏极电压不超过阈值电压时存在的“挤压”通道。

其思想是漏极电流与V无关_DS在通道被捏灭之后，因为漏极电压的进一步增加不会影响通道的形状。但实际上，V增加了_DS导致“挤压点”向源端移动，这使得漏极电压对漏极电流有很小的影响，即使当FET处于饱和状态。结果可以表示为:

我_偏见是I的和吗_裁判(由R_集),我_错误(流过输出电阻的电流)。我_错误服从简单的欧姆定律关系:更高的V_CS意味着更多的我_错误因此我_偏见，因此电流源不再独立于其两端的电压。

调整和指导

当你意识到它是多么的灵活时，这个方便的电流源电路就变得更好了。首先让我们看看Q产生的电流的调整₂。到目前为止，我们已经假设产生的电流与参考电流相同，但这只有在晶体管具有相同的通道宽与通道长比时才成立。记住饱和模式漏极电流的方程:

\ [I_D = \压裂{1}{2}\ mu_nC_{牛}\压裂{W} {1} (V_ {GS} -V_ {TH}) ^ 2 \]

漏极电流与宽长比成正比，因此可以增大或减小I_偏见只需要做Q₂’s的W/L比高于或低于Q₁。例如，如果我们想让偏置电流比参考电流大两倍，我们所需要做的就是保持通道长度不变并增加Q₂信道宽度的两倍。(如果你习惯于使用离散的fet，这似乎并不容易，但指定通道尺寸是集成电路设计的标准做法。)

它也相当直接地使用这个电路的“电流转向”。下图说明了电流导向的概念:

这种巧妙的安排允许我们从一个参考电流产生多个偏置电流。更妙的是，每一种电流都是不同的——它们可以通过简单地调整宽长比来单独调整。

结论

我们已经涵盖了基本的MOSFET恒流源的操作和能力，我们也讨论了局限性。正如“基本”这个形容词所暗示的那样，还有更好的电路。但基本电路是一个很好的起点，因为双晶体管电流镜仍然是更高性能拓扑结构的概念核心。